在电力电子的很多应用，如电机驱动，有时会出现短路的工况。这就要求功率器件有一定的扛短路能力，即在一定的时间内承受住短路电流而不损坏。
目前市面上大部分IGBT都会在数据手册中标出短路能力，大部分在5~10us之间，例如英飞凌IGBT3/4的短路时间是10us，IGBT7短路时间是8us。
而大部分的SiC MOSFET都没有标出短路能力，即使有，也比较短，例如英飞凌的CoolSiCTM MOSFET单管封装器件标称短路时间是3us，EASY封装器件标称短路时间是2us。
为什么IGBT和SiC MOSFET短路能力差这么多，这是SiC天生的缺陷吗？今天我们简单分析一下。
先以IGBT为例，看一下短路时，功率器件内部发生了什么？
功率器件正常工作时处于饱和区，CE电压很低，此时器件电流随CE电压提高而上升。随着CE电压进一步提升，反型层沟道被夹断，器件电流相对保持稳定，不再随CE电压上升而上升，我们称之为退出饱和区。在IGBT的输出特性曲线上，我们能看到明显的退饱和现象。
(a) IGBT工作在饱和区
(b) IGBT退出饱和区，
沟道夹断
IGBT输出特性曲线
有的SiC MOSFET没有短路能力，是因为它没有退饱和特性吗？非也，SiC MOSFET也有退饱和特性，只不过对于MOSFET，工作区的命名方式和IGBT正好相反，正常工作的状态为线性区。当DS之间电压上升到一定程度后，沟道夹断，电流随DS电压上升的趋势变小，这时MOSFET进入了饱和区。只不过从输出特性上看，对于SiC MOSFET，进入饱和的拐点不太明显。SiC MOSFET进入饱和区的拐点不太明显，和DIBL（漏致势垒降低效应）有关
我们以下图为例，来说明SiC MOSFET的一类短路过程。这是两个45mΩ 1200V CoolSiC™ MOSFET的短路波形：一个是4脚的TO-247封装，另一个是3脚TO-247封装。图中显示了两者在VDS=800V的直流电压下的情况。
短路刚开始发生时，漏极电流迅速上升，很快到达一个峰值。由于开尔文源设计中的反馈回路减少，4脚TO-247封装的MOSFET的电流上升得更快，在短路事件开始时，它也显示出较少的自热，峰值电流很高，超过300A。相反，3脚TO-247封装的器件显示出较小的峰值电流。造成这种情况的主要原因是di/dt作用于3脚元件的功率回路中的杂散电感，产生的瞬时电压对VGS产生负反馈，从而降低了开关速度。随后，短路电流引起SiC MOSFET芯片结温上升，沟道迁移率μn随之降低，同时叠加JFET效应，使得短路电流自峰值后开始下降，漏极电流下降到大约150A，直至关断。测试波形证明了两种封装的TO-247 CoolSiC™ MOSFET的典型3μs短路能力。对于功率模块，根据相关的目标应用要求，目前的短路能力最高为2μs。我们的CoolSiC™ MOSFET是第一个在数据表中保证短路耐受时间的器件。
TO247 3pin 封装的IMW120R030M1H中，关于短路时间的定义：
EASY封装的FF33MR12W1M1H中，关于短路时间的定义：
大部分IGBT短路时间在5~10μs，SiC MOSFET器件短路时间相对比较低，主要原因有以下几点：
通过以上分析，我们可以看到，当功率器件处于短路状态时，短路电流相对恒定。对于IGBT来说，短路电流一般是额定电流的4~6倍，而SiC MOSFET的短路电流一般可达额定电流的10倍。这一点从二者的输出特性曲线就可以看出来。
当功率器件短路时，器件承受母线电压，电场分布在整个漂移区。因为SiC材料的临界电场强度约是Si材料的10倍，因此，要达到同样的耐压等级，SiC MOSFETI漂移区仅需要Si IGBT的十分之一。这意味着SiC MOSFET短路时发热热量更集中，温度也更高。
SiC MOSFET芯片面积小于同电流等级的IGBT，电流密度更高，热量更集中。
综上所述，SiC MOSFET面积小、短路电流高、漂移层薄等特性，导致其短路时发热量集中，相对IGBT来说，短路时间就相对短一些。
是不是SiC MOSFET短路能力就一定不如IGBT呢？也并不是这样。功率器件的短路能力都是设计出来的，短路能力需要和其他性能做折衷。比如增加器件沟道密度，MOSFET的导通电阻会下降，但相应的，电流密度更高，短路电流会更大，因此短路时间下降。
除了导通电阻，SiC MOSFET短路能力设计还要考虑耐压、损耗、寿命等多种因素。可以设计一个损耗极低但没有短路能力的器件，也可以稍微牺牲一点性能，使器件具备短路能力，从而提升整体系统的可靠性。选择哪一个方向，使器件最终呈现什么样的性能，都是针对目标应用权衡的结果。
